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hspice transient analysis 無法將noise加入考量
1 c, ~$ _ W p, Y/ W, Rhspice 的.noise analysis也沒辦法做有switch period的分析 (況且很多fundry 並未將noise parameter 'AF & KF' 加入model card 中)
- s$ V: I5 {; r, I0 `0 G7 m) F除非使用cadence spectreRF 的PSS + PAD analysis 那又是很麻煩的事了....( ?9 R/ N' `, ]9 M# K3 W1 [
通常分析noise方式都是大致用input的cap 去計算thermal noise ~ KT/C
! `3 d; v$ J: e4 O/ l3 echarge injection是用nonoverlap 去解決阿. 有什麼問題嗎?還是你感覺這方式有缺陷嗎?
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1 {" \, V7 j/ J2 K) x6 `+ B T% b0 rnoise floor 計算可以用你的數位訊號取psd 再積分頻率範圍得到power值 取10log才是你真正的noise floor值, `& d- P- `( G6 m# |) E9 }" m
當然還要注意psd是single side band還是double side band, spectre 是double side band 所以積分完的power還要多乘2% t4 ?: J y. U( a9 a. o8 P
算psd也是有技巧的,http://www.scribd.com/doc/2414951/ADC-Testing-Methods ) M( r! @& J% Q( m
以前碩班有用過,有無遵循訊號和clock間的規則會導致結果好壞差相當多0 m+ _! L/ L0 M: f' I) \( r: o
不過看你的noise floor並不會很差阿.......我以前做的2階也跟你差不多勒.......
0 S% [1 o; q2 l7 l+ y0 r, k. q; E5 U" y7 ~
transient 鎖模擬出的noise floor會高 主要原因是在各級sampling integrator的settling behavior上
9 Y" H2 k9 {. v) f7 \' j9 W( X舉例來說你要sampling的訊號是否在sampling clock結束前就setting好, 這和op的unit gain bandwidth有關.
8 {" M" M( Z8 E) X; u$ Lhold clock是否是你要的電壓值, 這和op的gain有關, op的output swing有無nonlinearity 等等 ....這方面有很多paper可以參考囉.
1 l4 x6 @. p+ J6 q% n# O; j介紹你一個相當不錯的工具:
3 E; l; B! k/ ehttp://www.mathworks.com/matlabcentral/fileexchange/7589, [. `: b) @- d6 ]1 w
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不錯的書:! X8 t# p0 o: B' J
http://www.amazon.com/Low-Voltag ... ref=pd_bxgy_b_img_a9 `+ y% u2 M' ]3 g6 D5 d
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