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hspice transient analysis 無法將noise加入考量
% o1 x! d0 ~) n( N: B R3 [% Ghspice 的.noise analysis也沒辦法做有switch period的分析 (況且很多fundry 並未將noise parameter 'AF & KF' 加入model card 中)" ] W- }; u% h' G& C
除非使用cadence spectreRF 的PSS + PAD analysis 那又是很麻煩的事了....+ { i( E, [% l: {
通常分析noise方式都是大致用input的cap 去計算thermal noise ~ KT/C , z4 h" g3 E- T8 y
charge injection是用nonoverlap 去解決阿. 有什麼問題嗎?還是你感覺這方式有缺陷嗎?
) C0 C# E8 W2 K6 h) M* L) i
. l" m, V# b6 E0 o7 ?noise floor 計算可以用你的數位訊號取psd 再積分頻率範圍得到power值 取10log才是你真正的noise floor值+ | o6 t7 V8 t* L- m
當然還要注意psd是single side band還是double side band, spectre 是double side band 所以積分完的power還要多乘27 h: r, @9 n# ?6 D' X/ g, Y
算psd也是有技巧的,http://www.scribd.com/doc/2414951/ADC-Testing-Methods $ D1 B8 V' s3 {& G
以前碩班有用過,有無遵循訊號和clock間的規則會導致結果好壞差相當多
( ]! B2 f7 B+ H+ E不過看你的noise floor並不會很差阿.......我以前做的2階也跟你差不多勒.......
; R9 B, D. B5 ?! V
# F+ q7 p" `& k3 mtransient 鎖模擬出的noise floor會高 主要原因是在各級sampling integrator的settling behavior上
3 [1 k( N7 E$ j舉例來說你要sampling的訊號是否在sampling clock結束前就setting好, 這和op的unit gain bandwidth有關.
, A; A1 E" }4 J9 w7 A7 c( }4 xhold clock是否是你要的電壓值, 這和op的gain有關, op的output swing有無nonlinearity 等等 ....這方面有很多paper可以參考囉.
?+ ]+ v p k' ^$ N介紹你一個相當不錯的工具:) V! L& ]$ T3 H& U& |% b: z
http://www.mathworks.com/matlabcentral/fileexchange/7589
- D7 X! n% `8 U$ A+ T, L0 x; ]$ ?+ K, |9 G( K. ?
不錯的書:
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